오실레이터 질문드립니다.

안녕하세요, 답변 남겨드립니다.링 오실레이터(Ring Oscillator)를 설계할 때 인버터의 개수는 반드시 홀수여야 합니다. 이는 신호가 한 바퀴 순환하면서 위상이 180°씩 누적되어 최종적으로 발진 조건을 만족하기 위함입니다. 이 과정에서 주로 사용하는 인버터는 실제로는 CMOS 구조의 pMOS + nMOS 조합이지만, 설계 문서나 강의에서는 schematic을 단순화하기 위해 기호(symbol) 형태의 인버터 블록으로 표현하는 경우가 많습니다. 이는 회로도의 가독성을 높이고, 전체적인 발진 구조를 직관적으로 이해하기 쉽게 하기 위한 목적입니다. 실제 SPICE나 Cadence Virtuoso 환경에서는 transistor-level로 모델링하여 전압 전달 특성과 Delay, Noise 특성을 분석하게 됩니다.추가로, 버퍼(Buffer)를 삽입하는 이유도 중요한데 단순히 심볼 표현의 차원만은 아닙니다. 링 오실레이터에서는 각 인버터의 출력이 다음 스테이지를 구동해야 하기 때문에, 구동 능력이 충분하지 않으면 지연(Delay) 편차가 커지고 위상 노이즈가 심해집니다. 따라서, 실제 설계에서는 Output Buffer Stage를 추가하여 로드 용량(C_load)을 안정적으로 드라이브하게 하고, 이를 통해 지터(Jitter) 및 위상 잡음(Phase Noise)을 줄이는 효과를 기대합니다. 예를 들어, 5-stage CMOS Ring Oscillator에서 각 인버터가 10 fF의 부하를 가진다고 가정했을 때, 버퍼를 추가하지 않으면 스위칭 지연이 불균일하게 발생하고 RMS Jitter가 3~5 ps 수준까지 증가할 수 있습니다. 반면, 마지막에 버퍼를 두어 구동력을 보강하면 Jitter를 1 ps 이하로 줄일 수 있습니다.실무적으로는 버퍼를 삽입함으로써 얻을 수 있는 장점이 두 가지로 정리됩니다. 첫째, 발진 주파수의 안정화입니다. 오실레이터의 주파수는 f ≈ 1 / (2N·t_pd) (N=stage 수, t_pd=단일 인버터 지연)로 근사할 수 있는데, 버퍼가 출력 구동 능력을 일정하게 유지해주면 t_pd의 편차가 줄어 안정된 발진 주파수를 얻을 수 있습니다. 둘째, 노이즈와 지터 개선입니다. 출력 스윙이 rail-to-rail로 충분히 확보되고 edge transition이 빠를수록, 위상 노이즈와 주기 지터가 줄어듭니다.결론적으로, 강의 자료에서 단순 인버터와 버퍼를 다르게 표기한 것은 schematic 표현상의 단순화 목적이며, 실제 설계에서는 모두 CMOS transistor로 구현됩니다. 다만 버퍼는 단순한 논리 기능만 하는 것이 아니라, 출력 단계에서 신호 품질과 지터 특성을 개선하는 핵심적인 회로 블록이라고 보시면 됩니다.

PCB HW설계 실무 강의 무제한 신청

안녕하세요, 답변 남겨드립니다.무제한 처리 완료해드렸습니다!열심히 수강해주셔서 감사합니다.

BGR 수업질문

안녕하세요, 답변 남겨드립니다.질문 주신 부분은 BGR(Bandgap Reference) 설계에서 흔히 발생하는 저항 값 선정 및 소자의 사이징 문제에 해당합니다. 말씀하신 과정을 정리하면 다음과 같습니다.우선 V3 = 545 mV에서 전류가 약 10 µA가 흐르는 조건을 기반으로 R1을 계산하셨고, 그 결과 약 5.74 kΩ이 나왔습니다. 이때 단순히 계산된 R1 값을 그대로 적용하는 것은 가능합니다. 그러나 실제 self-biasing 구조에서는 트랜지스터의 W/L 비율, Early voltage 효과, β 불균일성 등 여러 소자의 파라미터가 동작점을 바꾸기 때문에, 최종적으로는 실제 전류가 목표치보다 높아져서 전체 파워 소모가 크게 증가하는 현상이 나타납니다. 지금 얻으신 120 µW 수준은 초기 스펙(Ptot 실무에서는 이럴 때 보통 두 가지 접근을 합니다.첫째, 저항값을 다시 선정하는 방법입니다. PTAT 저항(R2)과 IR drop을 위한 저항(R3)은 전류 레벨과 온도 특성을 동시에 좌우합니다. 예를 들어, R2를 키우면 PTAT 전류가 줄어들어 전체 전류와 소비전력이 감소하지만, 온도 보상 기울기(slope)가 변해 최적화된 curvature cancellation이 깨질 수 있습니다. 따라서 단순히 R만 수정하기보다는 파워와 온도 보상 사이의 트레이드오프를 분석해야 합니다.둘째, MOSFET 사이즈 조정을 통해 self-biasing 전류 레벨을 조절하는 방법입니다. 예를 들어 NMOS load의 W/L을 줄이면 같은 게이트 전압에서도 전류가 감소하고, 그에 따라 BGR 전체 소비전력도 줄어듭니다. 특히 subthreshold나 moderate inversion 영역에서 동작시키도록 W/L을 조정하면, 저항을 크게 변경하지 않고도 파워를 맞출 수 있습니다. 이는 저전력 설계에서 흔히 사용하는 기법입니다.정리하면, 지금과 같이 power budget이 초과된 경우라면 단순히 초기 계산된 저항을 그대로 쓰는 것보다는, NMOS/PMOS의 W/L 비율을 조정하여 목표 전류 레벨을 낮춘 뒤, 그에 맞게 R2, R3를 다시 선정하는 것이 바람직합니다. 예를 들어 R2, R3를 그대로 두고 트랜지스터만 조정하는 경우 소비전력이 절반 이하로 떨어질 수 있고, 이후 세부 보정을 위해 저항값을 ±10% 정도 조정하면서 최적점을 찾는 방식으로 진행하는 것이 실무적입니다.

Hamming Code 질문

안녕하세요, 답변 남겨드립니다.이 부분은 제가 순서를 반대로 하긴 했네요ㅠ encoder 모듈의 output이 [1:21]로 선언되어 있다면, testbench에서도 동일하게 [1:21]로 선언하여 사용해야 합니다. 만약 testbench에서 [21:1]로 선언한다면, 비트 폭은 같더라도 인덱스 방향이 반대이므로 MSB와 LSB가 뒤집혀 매칭되게 됩니다. 이 경우 의도한 데이터와는 다르게 출력이 연결되어 시뮬레이션 결과가 올바르지 않게 나올 수 있습니다.실무적으로는 이런 혼동을 피하기 위해 대부분 [N-1:0] 형태로 선언합니다. 예를 들어 21비트라면 [20:0]로 선언하는 것이 일반적입니다. 이렇게 하면 항상 0번 비트가 LSB, N-1번 비트가 MSB라는 암묵적인 약속이 적용되므로 협업 시에도 혼동을 줄일 수 있습니다.따라서 이번 경우에는 testbench에서 [21:1]로 잘못 선언한 것이 맞고, encoder와 동일하게 [1:21]로 수정해야 합니다. 이후 설계 전체를 일관되게 작성하시는 것이 바람직합니다.

[ERC warning] footprint

안녕하세요, 답변 남겨드립니다.warning이 발생하는 이유는 워낙 다양한데,일단 말씀해주신 ERC Warning은 보통 두 가지 주요 원인에서 발생합니다. 첫째는 footprint와 symbol 간 매칭 문제이고, 둘째는 net label 정의 불일치 문제입니다. 지금처럼 “footprint랑 Label문제로 warning이 33개 발생”했다면 각각의 케이스를 나누어 점검하셔야 합니다.Footprint 관련 Warning은 보통 schematic symbol에서 지정한 PCB footprint가 라이브러리(.PCBLIB) 상에 정상적으로 연결되지 않았을 때 발생합니다. 예를 들어 STM32F103의 VSS 핀을 연결했더라도 해당 symbol에 할당된 footprint 패드명이 라이브러리 footprint의 pad 번호와 다르면 ERC가 경고를 띄웁니다. 실제 현업에서도 흔히 볼 수 있는 케이스인데, 예를 들어 QFP-48 패키지의 symbol은 핀명이 PA0, VSS, VDD 등으로 지정되어 있지만 footprint 상에서는 단순히 1번~48번 패드로 정의되어 있습니다. 이때 핀 매핑이 잘못되면 ERC에서 “footprint mismatch” 경고가 발생하게 됩니다. 따라서 해결 방법은 schematic symbol의 핀 매핑 정보와 .PCBLIB에 정의한 pad 번호를 반드시 일치시키는 것입니다.Label 관련 Warning은 net 이름이 일관되지 않거나, 같은 네트워크에 label이 중복되었을 때 발생합니다. 예를 들어 VDD와 +3V3를 같은 전원망으로 의도했는데, label이 다르게 지정되어 있으면 ERC는 이를 별개의 net으로 인식하고 floating net 혹은 unconnected net warning을 냅니다. 이 경우에는 글로벌 네트 (예: GND, VDD)로 지정하거나, 동일한 라벨을 반복해서 붙여주는 방식으로 정리하셔야 합니다. 특히 STM32F103 설계 시 VDD, VDDA, VSS, VSSA처럼 전원 핀이 여러 그룹으로 존재하기 때문에 label을 명확히 구분하지 않으면 경고가 쉽게 발생합니다.실무적으로는 ERC Warning이 수십 개 발생하는 것은 흔한 일이며, 보드 제작 전에 반드시 한 개씩 검토해주는 과정이 필요합니다. 예를 들어 Debugger 회로의 SWDIO, SWCLK 핀에 pull-up 저항을 빼먹었거나, Reset 핀에 label이 안 붙어 있으면 warning으로 잡히게 됩니다. 따라서 우선 ERC 보고서에서 어떤 net이나 핀이 경고를 발생시키는지 확인한 후, footprint 매핑 오류는 라이브러리 수정으로, label 경고는 net 이름 정리로 각각 해결하시는 것이 가장 빠른 접근입니다.또한 다른 분들의 질문도 살펴보시면 유사한 사례에 대해서 해결한 내역이 있어서 참고해보셔도 좋습니다.

직무관련해서 질문이 있습니다.

안녕하세요, 답변 남겨드립니다.질문 주신 부분은 크게 두 가지 관점에서 보실 수 있습니다. 하나는 MCU 기반 보드 설계 직무에서 어떤 역량이 강조되는가이고, 다른 하나는 FPGA 경험을 어떻게 포지셔닝할 수 있는가입니다.먼저 MCU 기반의 보드 설계 직무는 기본적으로 펌웨어와 하드웨어 두 가지 영역을 모두 아우르는 성격이 강합니다. MCU는 SoC 형태로 이미 Logic이 구현되어 있기 때문에, FPGA처럼 RTL 코드를 작성해 로직을 합성하고 타이밍을 직접 검증하는 업무와는 차이가 있습니다. 대신 MCU 보드 설계자는 크게 세 가지 측면의 역할을 맡게 됩니다. 첫째, 전원(Power Tree)과 신호(Signal Flow) 설계를 포함한 하드웨어 구성 및 Schematic 설계. 둘째, 아날로그/디지털 인터페이스 설계 예를 들어 ADC, DAC, Motor Driver, PHY 회로와 같은 Mixed-Signal 블록을 안정적으로 연결하고 레이아웃까지 포함해 EMC/ESD 요건을 충족시키는 작업. 셋째, 펌웨어 관점에서 Peripheral 동작을 검증하고, 부트로더/RTOS 환경에서 시스템 레벨 Debug를 지원하는 역량입니다.따라서 MCU 기반 보드 설계 직무에 지원한다면, 펌웨어 역량과 하드웨어 역량을 균형 있게 강조하시는 것이 효과적입니다. 다만 회사 성격에 따라 강조점이 달라집니다. 예를 들어 의료기기, IoT, 자동차 ECU 같은 영역에서는 펌웨어 기반 기능 구현과 안정성 검증이 중요하므로 임베디드 SW 경험을 강하게 어필하는 것이 유리합니다. 반면 하드웨어 스타트업이나 PCB HW 전문 팀에서는 전원/신호 무결성, 아날로그/디지털 인터페이스 설계, EMI 대책 등 회로 및 레이아웃 경험을 더 중시합니다.FPGA 경험을 어떻게 어필할지에 대해서는, RTL 작성과 타이밍 제어 경험을 단순히 "디지털 로직 구현 경험"으로만 한정 짓지 않고, "시스템 레벨 제약 조건을 고려한 HW 동작 검증 경험"으로 표현하는 것이 좋습니다. 예를 들어 Verilog 기반 RTL 설계를 통해 Clock Domain Crossing(CDC) 문제를 해결하고, Setup/Hold 타이밍 마진을 확보한 경험은 MCU에서도 고속 인터페이스 설계(SPI, I2C, Ethernet PHY 등) 시 신호 무결성 개념과 연결할 수 있습니다. 또한 FPGA 상에서 Peripheral과 연동한 경험은 곧 MCU 기반 보드에서 ADC/DAC, Motor Driver, 통신 인터페이스를 구성하는 업무와 직접적으로 맞닿아 있습니다.즉, FPGA 경험을 "HW 설계자로서의 회로/시스템 제어 경험"으로 포지셔닝하시면 MCU 보드 설계 직무와도 자연스럽게 연결됩니다. 예를 들어, RTL 코드로 FSM을 구현하여 DRAM Controller를 설계했던 경험은 MCU 보드 설계에서 Peripheral 제어 및 동작 타이밍을 고려하는 과정과 유사하다고 설명할 수 있습니다. 다만 MCU 보드 설계는 RTL 합성이 아니라 하드웨어 회로 설계와 PCB 구현이 주가 되므로, 본인의 FPGA 경험을 단순 SW 코드 작성이 아니라 하드웨어적 제약을 반영한 시스템 설계 경험으로 풀어내는 것이 중요합니다.결론적으로 말씀드리면, MCU 기반 보드 설계 직무 지원 시 펌웨어 역량과 아날로그/디지털 회로 역량을 균형 있게 준비하시되, 지원 회사의 제품 성격에 따라 강조점을 조정하는 전략을 추천드립니다. FPGA 경험은 HW 관점에서의 제약 조건 이해 및 인터페이스 제어 경험으로 풀어내면 MCU 보드 설계 직무와 자연스럽게 연결 지으실 수 있습니다.

W_CRC 값 질문하기

안녕하세요, 답변 남겨드립니다.CRC 연산에서 W_CRC 값이 어떻게 변화하는지 더 깊게 설명드리겠습니다. 질문 주신 부분은 CRC의 중간 과정과 최종 결과의 차이를 정확히 이해하셔야 혼동이 없으실 것 같습니다.먼저 CRC는 다항식 나눗셈에 기반한 연산으로, 전송 데이터 D(x)를 미리 정의된 생성다항식 G(x)로 나눈 나머지를 구하는 과정입니다. 이때 중요한 점은 실제 하드웨어나 시뮬레이션에서 CRC는 단순히 한 번에 나눗셈을 하는 것이 아니라, 데이터 비트를 순차적으로 입력받으면서 shift register와 XOR 연산을 통해 W_CRC를 매 사이클마다 갱신한다는 것입니다.예를 들어 8비트 데이터 r_data = 10110011을 CRC-4-ITU (G(x) = x^4 + x + 1)로 연산한다고 가정해 보겠습니다.초기 CRC 레지스터 값을 0000으로 세팅합니다.첫 번째 입력 비트 ‘1’을 넣으면, CRC 레지스터는 G(x)에 따라 XOR 및 시프트되어 1001이 됩니다.두 번째 입력 비트 ‘0’을 넣으면, 다시 XOR/Shift가 일어나 CRC 값이 0010으로 갱신됩니다.이런 식으로 모든 8비트를 넣는 동안 CRC 레지스터(W_CRC)는 1001 → 0010 → 1111 → 0101 …처럼 계속 변화합니다.이 과정을 거쳐 마지막 비트까지 입력한 후에 나온 최종 W_CRC 값이 바로 데이터에 대한 CRC 결과입니다. 이 최종 결과가 0000이면 데이터가 오류 없이 정상적으로 수신된 것이고, 0000이 아니라면 전송 도중 오류가 발생했다고 판단합니다.따라서 질문 주신 시뮬레이션에서 보신 것처럼 r_data가 들어올 때마다 W_CRC가 매번 갱신되어 0이 아닌 값이 나오는 것은 정상적인 과정입니다. 오히려 모든 비트가 들어오기 전에 항상 0이 나왔다면, CRC 로직이 잘못 설계된 것이라고 볼 수 있습니다.현업 사례를 들어 설명드리면, NAND Flash 메모리나 SSD 컨트롤러에서 데이터 전송 시 CRC를 사용합니다. 예를 들어 2KB 페이지 데이터를 전송한다고 하면, 컨트롤러는 2KB 데이터를 순차적으로 CRC 회로에 입력하면서 내부의 W_CRC 값을 계속 업데이트합니다. 이 중간 값들은 검증 대상이 아니며, 마지막 바이트까지 다 넣은 뒤의 W_CRC 값이 최종적으로 0인지 여부를 가지고 오류 검출을 수행합니다.즉, 지금 시뮬레이션 결과에서 W_CRC가 매번 0이 아닌 이유는 단순히 CRC 연산의 중간 단계이기 때문이며, 이것을 곧바로 오류로 해석하면 안 됩니다. 반드시 데이터 스트림 전체를 넣은 후의 최종 W_CRC 값을 확인하셔야 오류 여부를 판별할 수 있습니다.추가적으로, 만약 디버깅 목적으로 확인하고 싶으시다면 Testbench에서 마지막 입력 데이터가 들어간 후 몇 클럭이 지난 시점의 W_CRC 레지스터 값을 출력하도록 설정해 보시면 정확히 “최종 CRC 값”만 확인할 수 있습니다. 예를 들어 Verilog Testbench라면 아래와 같이 체크할 수 있습니다.@(posedge last_data_in); // 마지막 데이터 입력 시점 #1 $display("Final CRC = %h", W_CRC); 이렇게 하면 중간 update 값이 아니라 최종 결과만 관찰할 수 있어서, 현재 시뮬레이션에서 헷갈리셨던 부분이 해소되실 겁니다.

16_bitRCA 테스트벤치 관련질문드립니다.

안녕하세요, 스크린샷 텍스트가 잘 안보여서, 혹시 텍스트 형태로 모듈과 벤치 복붙해서 댓글에 달아주실 수 있나요?

MCU + cap 관련해서 질문드립니다

안녕하세요, 답변 남겨드립니다.먼저 MCU를 2개 사용하는 이유부터 말씀드리겠습니다. 하나의 MCU로 메인 동작과 디버깅(UART, SWD 등)을 동시에 수행할 수도 있습니다. 하지만 실제 프로젝트에서는 안정성과 개발 효율성을 위해 메인 MCU와 별도의 디버깅용 MCU를 분리하는 경우가 많습니다. 예를 들어, 메인 MCU가 모터 제어나 ADC 신호처리처럼 리얼타임 성능이 중요한 동작을 수행하는 경우, 디버깅 과정에서 발생하는 인터럽트나 추가 연산이 타이밍에 영향을 줄 수 있습니다. 이를 방지하기 위해 디버깅 MCU가 별도로 UART, JTAG, SWD 등의 인터페이스를 관리하고, 메인 MCU는 오로지 시스템 동작에 집중할 수 있도록 하는 구조를 택하는 것입니다. 실제로 산업 현장에서는 NXP의 i.MX 계열 SoC에서도 Debug Assist Processor(DAP)라는 별도 디버깅 모듈을 두어 메인 코어의 부하를 줄이는 사례가 있습니다.두 번째로 ADC 관련 질문에 대해 말씀드리겠습니다. STM32 시리즈 MCU에는 대부분 12비트 혹은 16비트 수준의 SAR ADC가 내장되어 있습니다. 예를 들어 STM32F103의 경우 12비트 ADC(최대 1 Msps)를 지원합니다. 하지만 별도의 고정밀 ADC(예: ADS122C04)는 24비트 해상도와 낮은 노이즈, 높은 선형성, 그리고 저잡음 PGA(Programmable Gain Amplifier)를 포함하고 있어 정밀 계측, 센서 인터페이스 등에서는 내장 ADC로는 만족시킬 수 없는 성능을 제공합니다. 특히 ±0.5 LSB 수준의 INL(Integral Nonlinearity), 100 dB 이상의 SNR, 그리고 온도 안정성 같은 스펙은 MCU 내장 ADC가 제공하기 어렵습니다. 따라서 요구하는 정밀도와 샘플링 속도(SPS vs Msps)에 따라 외부 ADC를 선택합니다. 만약 MCU의 내장 ADC가 해상도, 샘플링 속도, ENOB(Effective Number of Bits) 등 원하는 스펙을 충족한다면 별도의 ADC는 필요하지 않습니다. 예를 들어, 단순 온도 센서 모니터링이나 배터리 전압 측정 정도라면 내장 ADC만으로 충분합니다.마지막으로 VDD에 병렬로 캐패시터를 연결하는 이유를 설명드리겠습니다. 일반적으로 디커플링 캐패시터(Decoupling capacitor)는 전원 안정화 및 노이즈 제거 목적으로 사용됩니다. 전류가 스텝 형태로 급격히 변할 때, PCB 전원 라인과 전원 공급 장치의 인덕턴스 때문에 순간적으로 전압 강하가 발생합니다. 이때 캐패시터는 식I = C * (dV/dt)에 의해 순간적인 전류를 공급해 주어 VDD 전압이 떨어지는 것을 막아줍니다. 또한, 디지털 회로에서 클럭 엣지마다 수십 mA의 전류가 순간적으로 변하는데, 이때 전원 노이즈가 발생하면 ADC, PLL, Op-Amp 같은 아날로그 블록에 심각한 영향을 줄 수 있습니다. 따라서 일반적으로는 0.1 µF 세라믹 캐패시터를 MCU 핀 근처에 배치하여 고주파 노이즈를 잡고, 10 µF 이상의 벌크 캐패시터를 추가하여 저주파 리플을 보정합니다. 실제 산업 현장에서는 FPGA 보드나 고속 ADC 회로에서도 전원 라인마다 100 nF + 10 µF 조합을 기본적으로 배치하며, 노이즈 민감도가 높은 경우 LC 필터나 페라이트 비드를 함께 사용합니다.정리하자면, MCU 2개 분리는 안정성과 개발 효율성 때문이며, 별도의 고정밀 ADC 선택은 스펙 만족 여부에 달려 있고, VDD 캐패시터는 전원 품질을 보장하기 위한 필수 요소입니다.

Precharge에 대한 질문

안녕하세요, 답변 남겨드립니다.질문 주신 Write 동작 후 Precharge 단계의 필요성은 DRAM의 구조적 특성과 인터페이스 동작 방식 때문에 반드시 요구됩니다. 말씀하신 것처럼 Write 시에 비트라인 쌍(Bitline pair, BL/BLB) 중 선택된 셀은 Write Driver가 강하게 값을 밀어 넣어 저장 캐패시터에 ‘1’ 혹은 ‘0’이 충전됩니다. 이 시점만 놓고 보면 원하는 데이터가 셀 내부에 이미 안정적으로 기록된 것처럼 보이기 때문에 추가적인 동작이 필요 없어 보일 수 있습니다. 그러나 실제 DRAM 구조에서는 다음과 같은 이유로 Write 이후에도 Precharge 과정이 요구됩니다.첫째, 비트라인 전압의 불균형 문제 때문입니다. Write 동작 시 Write Driver는 BL과 BLB 중 하나를 Vdd 가까이로, 다른 하나를 GND 가까이로 강하게 밀어 넣습니다. 이렇게 하면 셀은 원하는 데이터로 기록되지만, 액세스가 끝난 시점에서 비트라인 쌍은 여전히 한쪽은 Vdd, 다른 쪽은 0V에 가깝게 불균형 상태로 남아 있습니다. DRAM의 Sense Amplifier 및 차후 Access 동작은 BL/BLB가 동일한 기준 전압(Vdd/2)에서 시작해야 정확히 동작하기 때문에, Precharge 과정이 필요합니다. Precharge 회로는 BL과 BLB를 모두 Vdd/2로 equalize 해주어 다음 Access의 초기 조건을 만족시킵니다.둘째, Row 간 독립적인 접근을 위해서입니다. 하나의 Wordline을 비활성화한 후 바로 다른 Wordline을 활성화하려면, 공통 비트라인에 남아있는 이전 데이터의 전압 레벨이 제거되어야 합니다. 만약 Precharge 없이 곧바로 다른 Row를 열면, 새로운 셀에서 전달되는 미세한 전하(수 fF 수준)가 기존 Write 시 남아있던 비트라인 전압 차에 묻혀버려 Sense Amplifier가 올바른 판단을 하지 못할 수 있습니다. 따라서 DRAM 아키텍처에서는 “ACT → R/W → PRE”의 순서를 기본 Cycle로 정의하고, 각 단계가 끝날 때마다 비트라인을 초기화하는 과정을 필수적으로 거칩니다.셋째, 실제 DRAM 타이밍 파라미터 관점에서도 Precharge는 Write 동작 후에 반드시 고려됩니다. 대표적으로 tWR(Write Recovery Time)과 tRP(Precharge Time)이라는 지연 시간이 정의되어 있습니다. 예를 들어 DDR3-1600에서 tWR은 약 15ns, tRP는 13.75ns 정도인데, 이는 Write 후 데이터가 Sense Amp에서 셀에 안정적으로 저장되고 난 뒤 Precharge가 완료되기까지 필요한 시간입니다. 서버용 DRAM에서는 이 두 파라미터를 합쳐 최소 수십 ns 단위의 지연이 발생합니다. 즉, 메모리 컨트롤러 차원에서도 Precharge는 Write 사이클의 필수 요소로 인식되고 타이밍 제약에 반영됩니다.현업 예시를 들어보면, 삼성전자 DDR5 DRAM 컨트롤러 설계에서는 Write 동작 후 “Auto-Precharge” 옵션을 사용하여 컨트롤러가 별도의 Precharge 명령을 내리지 않아도 내부적으로 비트라인이 자동 초기화되도록 FSM을 설계합니다. 이 기능은 메모리 채널 효율을 높이는 핵심 기법인데, 그만큼 Precharge가 Write 후에도 빠질 수 없는 단계라는 의미입니다.정리하면, Write 후에도 Precharge가 필요한 이유는 첫째, 비트라인 쌍을 다시 기준 전압(Vdd/2)으로 equalize하여 Sense Amplifier의 동작 조건을 만족시키기 위함이고, 둘째, Row-to-Row 간 간섭을 방지하기 위해서이며, 셋째, JEDEC DRAM 표준 타이밍 제약에도 반드시 포함되기 때문입니다. 따라서 단순히 셀에 데이터가 저장되었다는 관점이 아니라, DRAM array 전체의 재사용 가능성과 다음 Access를 위한 초기 조건 확보라는 시스템적 관점에서 보셔야 이해가 되실 것 같습니다.